电控助力转向系统电机驱动电路设计方案的研究

核心提示：　　电控助力转向系统电机驱动电路设计方案的研究罗石，商高高（江苏大学汽车与交通工程学院，江苏镇江212013）直流电机的优缺点，提出了电动助力转向系统驱动电路的设计方案：上、下管均采用N沟道MOS管，

　　电控助力转向系统电机驱动电路设计方案的研究罗石，商高高（江苏大学汽车与交通工程学院，江苏镇江212013）直流电机的优缺点，提出了电动助力转向系统驱动电路的设计方案：上、下管均采用N沟道MOS管，上管常通或常闭，下管由PWM逻辑电平控制。该方案应用于笔者所开发的电动助力转向系统中，试验表明，切实可行，可靠性高，能够满足要求。

　　近年来，随着电子技术和控制理论研究的深入，电动助力转向系统（EPS）得到了飞速的发展。它不但改善了汽车转向的力控制特性，而且有效地降低了驾驶员的转向负荷。

　　整个EPS系统由减速机构、电动机以及控制器等部分组成，电动机根据控制器的指令输出转矩，经减速机构传递到转向器上，实现助力的功能。其中控制电路是控制软件的硬件基础，直接影响控制器的性能和可靠性，因此，对控制器硬件电路设计方案的研究具有积极的现实意义。

　　1设计方案分析1.1EPS系统驱动电机工作要求在行驶过程中，驾驶员根据实际道路情况不断地转动方向盘，调整行驶方向，因此，电动助力转向系统的驱动电动机要能够实现双向运行。汽车是以蓄电池为其电源，考虑到电动助力转向系统的随动性和反应的快速性，这样就决定了选用有刷直流伺服电动机（或无刷直流伺服电动机）作为其助力源，对电动机驱动控制电路的要求是能够以高精度，快速地调整电动机的转速和输出转矩K5. 1.2驱动电路的设计方案分析在助力转向器的控制中常用脉宽调制（PWM）控制H桥电路l6*7. H桥电路中的四个大功率MOS管可以分别采用N沟道型和P沟道型MOS管，而P沟道MOS管一般不用于下管驱动电机，这样就有两种可行的方案：一种是采用所示的电路，上、下管分别用两基金项目：江苏省六大人才高峰基金资助项目（E-2002-12）个P沟道和两个N沟道的大功率管，图中Vdd为供电上管导通时，Ugs在1015V之间，也就是控制极电电源；另一种上、下管均用N沟道MOS管（见）。压要随栅极电压的变化而变化，即浮动栅驱动。相对来说，利用两个N沟道和两个P沟道的大功率MOS管驱动电机的方案，控制电路简单、成本低；但由于加工工艺的原因，P沟道MOS管的性能要比N沟道的差；该方案驱动电流较小，多运用于功率较小的驱动电路中l8，9.电动助力转向系统，需要较大的驱动电流，工作状态变化频繁，要求控制电路具有较好的性能和较高的使用寿命。一方面，N沟道的MOS管载流子的迁移率较高，频率响应较好，跨导较大；另一方面，N沟道的MOS管增大了导通电流、减小了导通电阻、降低了成本，减小了面积l9*10.综合考虑功率要求、可靠性要求，以及N沟道的MOS管的优点，在设计中采用了使用4个相同的N沟道型MOS管的H桥电路，具备较好的性能和较高的可靠性。

　　在4个N沟道型MOS管的H桥电路中，要控制各个MOS管，必须在各管的门极提供足够的高于栅极电压的电压。通常要使管子完全可靠地导通，其电压一般在10V以上，即Ugs> 10V.对于H桥下管，直接施加10V以上的电压即可使其导通；而对于上面的两个管子，要使Ugs> 10V，就必须要使Ug> Vdd+10V，即驱动电路必须能提供高于电源电压的电压，这就要求驱动电路中增设升压电路，提供高于1.3采用浮动栅驱动芯片的驱动电路国际上各大芯片制造商都推出了各自的浮动栅驱动的PWM驱动芯片。文中采用了IR公司的IR2103芯片，驱动电路原理如所示，其中高端驱动的输入为PWM波，该PWM波作为控制高端PWM的信号源，作为IR2103内部自举电路的激励源，产生高端驱动所需的高电压。低端驱动直接用逻辑电平控制，使低端MOS管工作时处于常开或常闭状态。这种电路结构简单，器件较少。

　　这种电路的内部升压电路是利用输入PWM控制信号作为升压泵的振荡源，在实际使用中，当PWM波占空比较高时，其内部电路无法正常工作，使得输出的控制电压下降，即Ugs电压下降，管子无法完全导通，内阻增加，造成MOS管温升过高，同时还使得驱动电流下降，影响PWM波的工作范围，恶化助力转向器的工作性能，使助力不足。

　　造成这种现象的主要原因是由于PWM波既作为控制信号，又作为升压泵的振荡源。

　　1.4带多谐振荡器驱动电路为使电路提高工作范围，增加一多谐振荡器作为升压泵的振荡源，如所示。

　　当PWM波占空比较大时，该振荡器给升压电路充电。这样就克服了大占空比时PWM波既作为控制信号又作为升压泵的振荡源所带来的问题，采用该方案后基本上达到了要求。该电路实际上是在原来的基础上增加了一个充电泵电路，较大占空比时，主要是充电泵电路在工作，这样大大扩展了PWM的工作范围。

　　从应用的角度来看，的方案尚有缺陷。

　　首先，该电路的元器件较多，不利于制版，电路板体积较大；其次，该电路成本较高，不利于大规模生产。

　　1.5直接利用充电泵控制高端的驱动电路通过上述分析，可以看出，要实现较大范围的PWM控制，一个充电泵是不可缺少的，而如果有充电泵电路，则高端就具备了完全导通的必要条件，那么是否能够直接用充电泵电路来驱动H桥的高端呢，为此，在电路上作了改动，去掉了浮动栅驱动芯片，直接由PWM波控制高端MOS管的开关，如所示。电荷泵由振荡器、两个二极管和电容构成，振荡器产生12V的方波，方波通过电容C1叠加在A点；方波低电平时D1导通，D2截止，A点电压为Vdd；方波正半周时，A点电压等于Vdd+12V，D2导通，D1截止，通过D2向电容C2充电，直到C2两端电压达到Vdd+12V，考虑到二极管的压降为0.7V，实际电容两端电压达到Vdd+10.6V左右，电容C2的大小决定了该电荷泵的驱动能力，C2越大，输出电流越大，但是在初始状态下，其充电时间也越长。

　　实际使用中，该电路会使高端MOS管过热，经分析发现，这种电路的上管开启速度较慢，工作频率低，高频时会发生上管不完全导通，输出功率下降，管子功耗增加等现象。助力电机的PWM工作频率在15kHz以上，该电路显然不实用。

　　2EPS驱动电路设计最终方案的驱动电路，PWM波的控制无论是直接施加在高端还是直接施加低端，都能够产生连续可调的控制电压，因此可以考虑采用如下方案：电机工作时，上管处于常开或常闭状态，而用PWM逻辑电平控制下管，控制电路如所示。

　　该方案中，高端MOS管只有在电机换向时才进行开关切换，而电机的换向频率极低，低端由逻辑电路直接控制，逻辑电路的信号电平切换较快，所以可以满足要求；而且，该电路还有一个优点，由于上管开启较慢，而下管关断较快，所以，在实际控制时，换向不会出现上下管瞬间同时导通的现象，减小了换向时的电流冲击，提高了MOS管的寿命。在实际设计中，H桥两边可以用同一个振荡器作为充电泵激励源。

　　3试验结果采用上述方案设计的电路，已应用于实际开发的电动助力转向控制器中，并且经过了台架试验和装车后几千公里的道路试验。

　　堵转时助力特性试验曲线4结论综上所述，EPS驱动电路宜采用上、下管均为N沟道型MOS管，上管处于常开或常闭的状态，高端MOS管只有在电机换向时才进行开关切换，下管由PWM逻辑电平控制，H桥两边用同一个振荡器作为充电泵激励源。该方案的电路成本低廉，器件少，电路简单可靠。